MOS管特性,MOSFET

MOS管概述

MOS管特性及MOSFET，mos管是金属(metal)、氧化物(oxide)、半导体(semiconductor)场效应晶体管，或者称是金属—绝缘体(insulator)、半导体。MOS管的source和drain是可以对调的，他们都是在P型backgate中形成的N型区。在多数情况下，这个两个区是一样的，即使两端对调也不会影响器件的性能。这样的器件被认为是对称的。

MOS管特性-导通特性

导通的意义是作为开关，相当于开关闭合。NMOS的特性，Vgs大于一定的值就会导通，适宜用于源极接地时的情况（低端驱动），只需栅极电压抵达4V或10V就可以了。PMOS的特性，Vgs小于一定的值就会导通，适宜用于源极接VCC时的情况（高端驱动）。但是，固然PMOS可以很便当地用作高端驱动，但由于导通电阻大，价钱贵，交流种类少等缘由，在高端驱动中，通常还是运用NMOS。

MOS管特性之15个为什么？

（一）

为什么MOSFET的饱和区跨导大于线性区的跨导？

【答】饱和区与线性区都是出现了沟道的状态，但是它们的根本差别就在于沟道是否被夹断。电压对沟道宽度的影响是：栅极电压将使沟道宽度均匀地发生变化，源-漏电压将使沟道宽度不均匀地发生变化（则会导致沟道首先在漏极端夹断）。

在线性区时，由于源-漏电压较低，则整个沟道的宽度从头到尾变化不大，这时栅极电压控制沟道导电的能力相对地较差一些，于是跨导较小。同时，随着源-漏电压的增大，沟道宽度的变化增大，使得漏端处的沟道宽度变小，则栅极电压控制沟道导电的能力增强，跨导增大。

而在饱和区时，源-漏电压较高，沟道夹断，即在漏极端处的沟道宽度为0，于是栅极电压控制沟道导电的能力很强（微小的栅极电压即可控制沟道的导通与截止），所以这时的跨导很大。因此，饱和区跨导大于线性区跨导。

可见，沟道越是接近夹断，栅极的控制能力就越强，则跨导也就越大；沟道完全夹断后，电流饱和，则跨导达到最大——饱和跨导。

（二）

为什么E-MOSFET的阈值电压随着半导体衬底掺杂浓度的提高而增大？而随着温度的升高而下降？

【答】E-MOSFET的阈值电压就是使半导体表面产生反型层（导电沟道）所需要加的栅极电压。对于n沟道E-MOSFET，当栅电压使得p型半导体表面能带向下弯曲到表面势ψs≥2ψB时，即可认为半导体表面强反型，因为这时反型层中的少数载流子（电子）浓度就等于体内的多数载流子浓度（～掺杂浓度）；这里的ψB是半导体Fermi势，即半导体禁带中央与Fermi能级之差。阈值电压VT包含有三个部分的电压（不考虑衬偏电压时）：栅氧化层上的电压降Vox；半导体表面附近的电压降2ΨB：抵消MOS系统中各种电荷影响的电压降——平带电压VF。

在阈值电压的表示式中，与掺杂浓度和温度有关的因素主要是半导体Fermi势ψB。 当p型半导体衬底的掺杂浓度NA提高时，半导体Fermi能级趋向于价带顶变化，则半导体Fermi势ψB增大，从而就使得更加难以达到ψs≥2ψB的反型层产生条件，所以阈值电压增大。

当温度T升高时，半导体Fermi能级将趋向于禁带中央变化，则半导体Fermi势ψB减小，从而导致更加容易达到ψs≥2ψB的反型层产生条件，所以阈值电压降低。

（三）

为什么E-MOSFET的饱和源-漏电流与饱和电压之间具有平方的关系？

【答】增强型MOSFET（E-MOSFET）的饱和源-漏电流表示式为

饱和电压(VGS-VT)就是沟道夹断时的源-漏电压。在MOSFET的转移特性（IDsat～VGS）曲线上，E-MOSFET的饱和源-漏电流IDsat与饱和电压(VGS-VT)的关系即呈现为抛物线。导致出现这种平方关系的原因有二：

沟道宽度越大，饱和源-漏电流越大，饱和电压也就越高；

电流饱和就对应于沟道夹断，而夹断区即为耗尽层，其宽度与电压之间存在着平方根的关系，这就导致以上的平方结果。正因为MOSFET具有如此平方的电流-电压关系，所以常称其为平方率器件。

（四）

为什么一般MOSFET的饱和源-漏电流具有负的温度系数？

【答】MOSFET的饱和源-漏电流可表示为

在此关系中，因为材料参数和器件结构参数均与温度的关系不大，则与温度有关的因素主要有二：阈值电压VT和载流子迁移率μn。

由于MOSFET的阈值电压VT具有负的温度系数，所以，随着温度的升高，就使得MOSFET的输出饱和源-漏电流随之增大，即导致电流具有正的温度系数。

而载流子迁移率μn，在室温附近一般将随着温度的升高而下降（主要是晶格振动散射起作用）：

式中To=300K，m=1.5～2.0。迁移率的这种温度特性即导致MOSFET的增益因子

也具有负的温度系数。从而，随着温度的升高，迁移率的下降就会导致MOSFET的输出源-漏电流减小，即电流具有负的温度系数。

综合以上阈值电压和载流子迁移率这两种因素的不同影响，则根据MOSFET饱和电流的表示式即可得知：

当饱和电压(VGS-VT)较大（即VGS>>VT）时，阈值电压温度关系的影响可以忽略，则输出源-漏电流的温度特性将主要决定于载流子迁移率的温度关系，即具有负的温度系数（温度升高，IDS下降）；当饱和电压(VGS-VT)较小（即VGS～VT）时，则输出源-漏电流的温度特性将主要决定于阈值电压的温度关系，从而具有正的温度系数（温度升高，IDS也增大）。

而对于一般的MOSFET，为了获得较大的跨导，往往把饱和电压(VGS-VT)选取得较大，因此可以不考虑阈值电压的影响，于是饱和源-漏电流通常都具有负的温度系数。也因此，一般的MOSFET都具有一定的自我保护的功能，则可以把多个管芯直接并联起来，也不会出现因电流分配不均匀而引起的失效；利用这种并联管芯的办法即可方便地达到增大器件输出电流的目的（实际上，功率MOSFET就是采用这种措施来实现大电流的）。

（五）

为什么MOSFET的饱和跨导一般与饱和电压成正比？但为什么有时又与饱和电压成反比？

【答】在源-漏电压VDS一定时：由E-MOSFET的饱和电流IDsat对栅电压的微分，即可得到饱和跨导gmsat与饱和电压(VGS-VT)成正比：

这种正比关系的得来，是由于饱和电压越高，就意味着沟道越不容易夹断，则导电沟道厚度必然较大，因此在同样栅极电压下的输出源-漏电流就越大，从而跨导也就越大。

在饱和电流IDsat一定时：饱和跨导gmsat却与饱和电压(VGS-VT)成反比：

这是由于饱和电压越高，就意味着沟道越难以夹断，则栅极的控制能力就越小，即跨导越小。

总之，在源-漏电压一定时，饱和跨导与饱和电压成正比，而在源-漏电流一定时，饱和跨导与饱和电压成反比。

这种相反的比例关系，在其他场合也存在着，例如功耗P与电阻R的关系：当电流一定时，功耗与电阻成正比（P=IV=I2R）；当电压一定时，功耗与电阻成反比（P=IV=V2/R）。

（六）

为什么MOSFET的线性区源-漏电导等于饱和区的跨导（栅极跨导）？

【答】MOSFET的线性区源-漏电导gdlin和饱和区的栅极跨导gmsat，都是表征电压对沟道导电、即对源-漏电流控制能力大小的性能参数。

在线性区时，沟道未夹断，但源-漏电压将使沟道宽度不均匀；这时源-漏电压的变化，源-漏电导gdlin即表征着在沟道未夹断情况下、源-漏电压对源-漏电流的控制能力，这种控制就是通过沟道宽度发生不均匀变化而起作用的。

而饱和区的栅极跨导——饱和跨导gmsat是表征着在沟道夹断情况下、栅-源电压对源-漏电流的控制能力，这时剩余沟道的宽度已经是不均匀的，则这种控制也相当于是通过沟道宽度发生不均匀变化而起作用的，因此这时的栅极跨导就等效于线性区源-漏电导：

（七）

为什么在E-MOSFET的栅-漏转移特性上，随着栅-源电压的增大，首先出现的是饱和区电流、然后才是线性区电流？

【答】E-MOSFET的栅-漏转移特性如图1所示。在栅-源电压VGS小于阈值电压VT时，器件截止（没有沟道），源-漏电流电流很小（称为亚阈电流）。

在VGS>VT时，出现沟道，但如果源-漏电压VDS=0，则不会产生电流；只有在VGS>VT和VDS>0时，才会产生电流，这时必然有VDS >(VGS-VT)，因此MOSFET处于沟道夹断的饱和状态，于是源-漏电流随栅-源电压而平方地上升。相应地，饱和跨导随栅-源电压而线性地增大，这是由于饱和跨导与饱和电压(VGS-VT)成正比的缘故。

而当栅-源电压进一步增大，使得VDS<(VGS-VT)时，则MOSFET又将转变为沟道未夹断的线性工作状态，于是源-漏电流随栅-源电压而线性地增大。这时，跨导不再变化（与栅电压无关）。

（八）

为什么MOSFET的电流放大系数截止频率fT与跨导gm成正比？

【答】MOSFET的fT就是输出电流随着频率的升高而下降到等于输入电流时的频率。器件的跨导gm越大，输出的电流就越大，则输出电流随频率的下降也就越慢，从而截止频率就越大，即fT与gm有正比关系：

由于fT与gm的正比关系，就使得fT与饱和电压（VGS-VT）也有正比关系，从而高频率就要求较大的饱和电压。

（九）

IGBT和MCT都是MOS栅极控制的功率场效应晶体管，为什么说它们是两种完全不同的器件？

【答】IGBT（绝缘栅双极型场效应晶体管）和MCT（MOS控制晶闸管）的共同点主要有：

都是MOS栅极控制的器件，则具有功率场效应晶体管的优点；

在结构上，其中都存在着四层、三结的晶闸管结构，因此在一定条件下会出现阳极电流闩锁效应；它们都可以采用多个元胞并联的结构，因此可以获得很大的工作电流；它们都是有两种载流子参与工作的器件，因此都是双极型的场效应晶体管，导通电阻低，但开关速度也相对地要比MOSFET的低。

IGBT和MCT的最大不同点就在于它们的工作状态和性质不相同，因此说它们是两种完全不同的器件：

IGBT的工作电流主要是通过MOS沟道的电流，而其中的晶闸管电流是需要极力避免的（IGBT的最大工作电流——擎住电流就是其中晶闸管不导通时的电流），因此从本质上来看，IGBT基本上是一种MOSFET，因此IGBT具有MOS器件的许多优点，例如较强的栅极的控制能力和较低的驱动功率（因为有很大的输入电阻和较小的输入电容之故）。

而MCT与IGBT的恰恰相反，它的工作电流主要是晶闸管电流，至于MOS沟道的电流，则主要是起着触发晶闸管导通或者关断的作用，不是MCT的主要工作电流，因此从本质上来看，MCT基本上是一种晶闸管——双极型器件，从而MCT具有导通电阻很低、耐压很高、功率容量很大的优点。

IGBT虽然在本质上是一种MOS器件，但又不同于一般的MOSFET，因为IGBT在导通工作时，有少数载流子注入到高阻的耐压层（漂移区），可以产生电导调制，则它的导通电阻较小，增大了器件的电流容量（电流密度要比VDMOSFET的高2～3倍）；同时由于高阻耐压层的引入而提高了工作电压。因此IGBT的功率容量很大。只是IGBT的开关速度，由于少数载流子的引入而相应地有所降低。

（十）

为什么提高MOSFET的频率与提高增益之间存在着矛盾？

【答】MOSFET的高频率要求它具有较大的跨导，而在源-漏电压一定的情况下，较大的跨导又要求它具有较大的饱和电压（VGS-VT），所以高频率也就要求有较大的饱和电压。

因为MOSFET的电压增益是在源-漏电流一定的情况下、输出电压VDS对栅-源电压VGS的微分，则饱和状态的电压增益Kvsat将要求器件具有较小的饱和电压（VGS-VT）：

这是由于在IDsat一定时，饱和电压越低，饱和跨导就越大，故Kvsat也就越大。

可见，提高频率与增大电压增益，在对于器件饱和电压的要求上存在着矛盾。因此，在工作电流IDsat一定时，为了提高电压增益，就应该减小(VGS-VT)和增大沟道长度L。这种考虑对于高增益MOSFET具有重要的意义；但是这种减小(VGS-VT)的考虑却对于提高截止频率不利。

（十一）

为什么E-MOSFET的栅-源短接而构成的MOS二极管存在着“阈值损失”？

【答】这种集成MOS二极管的连接方式及其伏安特性如图2所示。因为栅极与漏极短接，则VGS=VDS。因此，当电压较小（VGS=VDS(VGS－VT)关系，于是出现了沟道、但总是被夹断的，所以器件处于饱和状态，输出源-漏电流最大、并且饱和，为恒流源。

由于VGS=VDS，所以这种二极管的输出伏安特性将与转移特性完全一致。因为MOSFET的饱和输出电流IDsat与饱和电压(VGS－VT)之间有平方关系，所以该二极管在VGS=VDS≥VT时的输出伏安特性为抛物线关系，并且这也就是其转移特性的关系。

所谓阈值损失，例如在门电路中，是输出高电平要比电源电压低一个阈值电压大小的一种现象。由E型,栅-漏短接的MOS二极管的伏安特性可以见到，当其输出源-漏电流IDS降低到0时，其源-漏电压VDS也相应地降低到VT。这就意味着，这种二极管的输出电压最低只能下降到VT，而不能降低到0。这种“有电压、而没有电流”的性质，对于用作为有源负载的这种集成MOS二极管而言，就必将会造成阈值损失。

（十二）

为什么在MOSFET中存在有BJT的作用？这种作用有何危害？

【答】对于常规的MOSFET：如图3（a）所示，源区、漏区和p衬底即构成了一个npn寄生晶体管。当沟道中的电场较强时，在夹断区附近的电子即将获得很大的能量而成为热电子，然后这些热电子通过与价电子的碰撞、电离，就会形成一股流向衬底的空穴电流Ib；该过衬底电流就是寄生晶体管的基极电流，在热电子效应较严重、衬底电流较大时，即可使寄生晶体管导通，从而破坏了MOSFET的性能。这种热电子效应的不良影响往往是较短沟道MOSFET的一种重要失效机理。

对于CMOS器件：在CMOS器件的芯片中，存在着npnp的四层结构——晶闸管。当其中的BJT因为热电子效应而导通时，即可发生所谓“闩锁效应”、而导致器件失效。

对于VDMOSFET：观察图3（b）中的结构，即可见到，当器件正向导通时，其中存在一个工作于放大状态的寄生n-p-n晶体管（n+源区是发射区，n-外延层是集电区，p沟道是基区）。该寄生晶体管的可能导电通道是与MOSFET的ID相并联的，故在VDMOSFET工作时，必须要注意防止寄生晶体管导通；否则，寄生晶体管的导通就可能引起二次击穿，使得功率MOSFET完全失去功能。

为了避免VDMOSFET在正向工作时、其中寄生n-p-n晶体管的导通，可以设法使寄生晶体管的电流放大系数变得很小、甚至减至为0——采用“阴极短路技术”，即把寄生晶体管的发射极与基极短接起来，工艺上就通过把发射区（源极区）的金属电极延伸到沟道体区的表面上来实现。因为这种阴极短路结构截断了发射极注入载流子的功能，所以能够防止寄生晶体管的导通。

对于VDMOSFET，在采用了阴极短路结构之后，实际上又恰恰在器件内部形成了一个p-n-n+二极管，这个二极管与VDMOSFET是反向并联的，这也就顺便地在VDMOSFET中设置了一个阻尼二极管（续流二极管），该二极管对于泄放反向电动势、防止主体晶体管的击穿具有重要作用。

（十三）

为什么E-MOSFET的源-漏电流在沟道夹断之后变得更大、并且是饱和的（即与源-漏电压无关）？

【答】E-MOSFET的沟道夹断是指栅极电压大于阈值电压、出现了沟道之后，源-漏电压使得沟道在漏极端夹断的一种状态。实际上，沟道在一端夹断并不等于完全没有沟道。当栅电压小于阈值电压时，则完全没有沟道，这是不导电的状态——截止状态。而沟道的夹断区由于是耗尽区，增加的源-漏电压也主要是降落在夹断区，则夹断区中存在很强的电场，只要有载流子到达夹断区的边缘，即可被电场拉过、从漏极输出，因此夹断区不但不阻止载流子通过，而相反地却能够很好地导电，所以有沟道、并且沟道在一端夹断的状态，是一种很好的导电状态，则沟道夹断之后的输出源-漏电流最大。

E-MOSFET的沟道在漏极端夹断以后，由于夹断区基本上是耗尽区，则再进一步增加的源-漏电压，即将主要是降落在夹断区，这就使得未被夹断的沟道——剩余沟道的长度基本上保持不变；而在沟道夹断之后的源-漏电流主要是决定于剩余沟道的长度，所以这时的源-漏电流也就基本上不随源-漏电压而变化——输出电流饱和。

（十四）

为什么短沟道E-MOSFET的饱和源-漏电流并不完全饱和？

【答】对于短沟道MOSFET，引起输出源-漏电流饱和的原因基本上有两种：一种是沟道夹断所导致的电流饱和；另一种是速度饱和所导致的电流饱和。

对于沟道夹断的饱和，因为夹断区的长度会随着其上电压的增大而有所增大，则使得剩余沟道的长度也将随着源-漏电压而减短，从而就会引起源-漏电流相应地随着源-漏电压而有所增大——输出电流不完全饱和。不过，这种电流不饱的程度与沟道长度有关：对于长沟道MOSFET，这种夹断区长度随源-漏电压的变化量，相对于整个沟道长度而言，可以忽略，所以这时沟道夹断之后的源-漏电流近似为“饱和”的；但是对于短沟道MOSFET，这种夹断区长度随源-漏电压的变化量，相对于整个沟道长度而言，不能忽略，所以沟道夹断之后的源-漏电流将会明显地随着源-漏电压的增大而增加——不饱和。

对于速度饱和所引起的电流饱和情况，一般说来，当电场很强、载流子速度饱和之后，再进一步增大源-漏电压，也不会使电流增大。因此，这时的饱和电流原则上是与源-漏电压无关的。

对于短沟道MOSFET，还有一个导致电流不饱和的重要原因，即所谓DIBL（漏极感应源端势垒降低）效应。因为源区与沟道之间总是存在一个高低结所造成的势垒，当源-漏电压越高，就将使得该势垒越低，则通过沟道的源-漏电流越大，因此输出电流不会饱和。

总之，导致短沟道MOSFET电流不饱和的因素主要有沟道长度调制效应和DIBL效应。

（十五）

为什么在VDMOSFET中存在有JFET的作用？有何不良影响？

【答】如图4所示，源-漏电流是从芯片表面向下流动的，并在电流通路的两侧是pn结，因此这种电流输运的过程，从工作原理上来看，就相当于是一个寄生JFET。从而可以把VDMOSFET等效为一个MOSFET与一个寄生JFET的串联组合，其中很大部分n-漂移区就相当于是寄生JFET的沟道

由于JFET的输出交流电阻非常大，同时也因为较高的源-漏电压而具有很大的输出直流电阻，所以就使得VDMOSFET的导通电阻大大增加，因此n-漂移区的厚度和掺杂浓度对整个器件性能的影响都较大。

为了消除VDMOSFET中寄生JFET的影响，以降低导通电阻，就必须在结构上加以改变，由此发展出了V形槽栅、U形槽栅和沟槽（Trench）栅等结构的MOSFET。

虽然MCT本质上是一种晶闸管，而且MOS栅极可以关断阳极电流，但MCT又不同于一般的可关断晶闸管（GTO）。因为MCT实际上是一种把单极型的MOSFET与双极型的晶闸管组合而成的复合型器件，也是一种所谓Bi-MOS器件，所以它具有MOS器件和双极型器件二者的长处：较强的栅极控制能力，较低的驱动功率，较高的开关速度，较大功率容量。

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