分析LLC谐振半桥变换器及失效模式-KIA MOS管
在功率变换市场中，尤其对于通信/服务器电源应用，不断提高功率密度和追求更高效率已经成为具挑战性的议题。对于功率密度的提高，普遍方法就是提高开关频率，以便降低无源器件的尺寸。
零电压开关(ZVS)拓扑因具有极低的开关损耗、较低的器件应力而允许采用高开关频率以及较小的外形，从而越来越受到青睐。这些谐振变换器以正弦方式对能量进行处理，开关器件可实现软开闭，因此可以大大地降低开关损耗和噪声。
在这些拓扑中，相移ZVS全桥拓扑在中、高功率应用中得到了广泛采用，因为借助功率MOSFET的等效输出电容和变压器的漏感可以使所有的开关工作在ZVS状态下，无需额外附加辅助开关。
然而，ZVS范围非常窄，续流电流消耗很高的循环能量。近来，出现了关于相移全桥拓扑中功率MOSFET失效问题的讨论。这种失效的主要原因是：在低反向电压下，MOSFET体二极管的反向恢复较慢。
另一失效原因是：空载或轻载情况下，出现Cdv/dt直通。在LLC谐振变换器中的一个潜在失效模式与由于体二极管反向恢复特性较差引起的直通电流相关。即使功率MOSFET的电压和电流处于安全工作区域，反向恢复dv/dt和击穿dv/dt也会在如启动、过载和输出短路的情况下发生。
LLC谐振半桥变换器
LLC谐振变换器与传统谐振变换器相比有如下优势：
宽输出调节范围，窄开关频率范围
即使空载情况下，可以保证ZVS
利用所有的寄生元件，来获得ZVS
LLC谐振变换器可以突破传统谐振变换器的局限。正是由于这些原因，LLC谐振变换器被广泛应用在电源供电市场。LLC谐振半桥变换器拓扑如图1所示，其典型波形如图2所示。
图1中，谐振电路包括电容Cr和两个与之串联的电感Lr和Lm。作为电感之一，电感Lm表示变压器的励磁电感，并且与谐振电感Lr和谐振电容Cr共同形成一个谐振点。重载情况下，Lm会在反射负载RLOAD的作用下视为完全短路，轻载情况下依然保持与谐振电感Lr串联。
因此，谐振频率由负载情况决定。Lr和Cr决定谐振频率fr1，Cr和两个电感Lr、Lm决定第二谐振频率fr2，随着负载的增加，谐振频率随之增加。谐振频率在由变压器和谐振电容Cr决定的大值和小值之间变动，如公式1、2所示。
LLC谐振变换器的失效模式
启动失效模式
图3和图4给出了启动时功率MOSFET前五个开关波形。 在变换器启动开始前，谐振电容和输出电容刚好完全放电。与正常工作状况相比，在启动过程中，这些空电容会使低端开关Q2的体二极管深度导通。
因此流经开关 Q2体二极管的反向恢复电流非常高，致使当高端开关 Q1导通时足够引起直通问题。启动状态下，在体二极管 反向恢复时，非常可能发生功率MOSFET的潜在失效。 图5给出了LLC谐振半桥变换器启动时的简化波形。
图6给出了可能出现潜在器件失效的工作模式。在t0~t1时 段，谐振电感电流Ir变为正。由于MOSFET Q1处于导通 状态，谐振电感电流流过MOSFET Q1 沟道。当Ir开始上 升时，次级二极管D1导通。
因此，式3给出了谐振电感 电流Ir的上升斜率。因为启动时vc(t)和vo(t)为零，所有的 输入电压都施加到谐振电感Lr的两端。这使得谐振电流剧增。
在t1~ t 2时段，MOSFET Q1门极驱动信号关断，谐振电感 电流开始流经MOSFET Q2的体二极管，为MOSFET Q2产生 ZVS条件。这种模式下应该给MOSFET Q2施门极信号。
由于谐振电流的剧增，MOSFET Q2体二极管中的电流比正 常工作状况下大很多。导致了MOSFET Q2的P-N结上存储 更多电荷。
在t2~t3时段，MOSFET Q2施加门极信号，在t0~t1时段 剧增的谐振电流流经MOSFET Q2沟道。由于二极管D1 依然导通，该时段内谐振电感的电压为：
该电压使得谐振电流ir(t)下降。然而，
很小，并不足以在这个时间段 内使电流反向。在t3时刻，MOSFET Q2电流依然从源 极流向漏极。另外，MOSFET Q2的体二极管不会恢复，因为漏源极之间没有反向电压。
下式给出了谐振 电感电流Ir的上升斜率：
在t3~t4时段，谐振电感电流经MOSFET Q2体二极管续 流。尽管电流不大，但依然给MOSFET Q2的P-N结增加 储存电荷。
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