SiC MOSFET SPICE模型的对比图文分享-KIA MOS管
一些SiC MOSFET制造厂商提供SiC器件的SPICE模型，从而可以评估SiC器件在电力电子变换电路中的表现。
本文针对商用分立SiC MOSFET的两种SPICE模型做了对比。一种是广泛应用的制造商提供SPICE模型，这种模型在制造商的官网可以免费下载。另外一种是基于Simplorer模型新开发的SPICE模型。后一种模型可以成功描述SiC MOSFET寄生电容与极间电压的非线性关系。
两种模型的准确性通过仿真与实测的开关波形来验证，重点对比了dvDS/dt, diD/dt和高频下对散热器的漏电流。
SiC MOSFET SPICE模型对比
图1为一种SiC MOSFET器件SPICE模型的电路原理图，包含三个电极（栅极、漏极和源极）、一个SiC MOSFET内核（用以描述其输出特性）、寄生电容（CDG、CDS、CGS）、内部栅极电阻RGint、寄生杂散电感（LG、LS、LD）。
图1：一种SPICE模型的电路原理图
表Ⅰ为SPICE模型的组成元件对比。
为了实现精确的SPICE模型，内部栅极电阻是不可或缺的，尽管其相对于外部栅极电阻阻值较小，但是内部栅极电阻上面的压降补偿能够使栅源极电压更加精确，进而影响SiC MOSFET的输出特性。
制造商的SPICE模型设定内部栅极电阻为4.6Ω，这是一个典型值并被标注在规格书中。而新的模型基于LCR测量法设定为3.6Ω。这些内部栅极电阻的阻值在SPICE库文件（.lib）里面是需要被定义的。
无论对分立器件还是模块，封装的杂散电感取值一直是器件建模的争议点。制造商的SPICE模型中，栅极杂散电感为15nH，漏极杂散电感为6nH，源极杂散电感为9nH，但是这些杂散电感感值的取值方法并未透漏。
新SPICE模型设置漏极电感为2.5nH，源极电感为4.5nH，并且设置他们之间的耦合系数k为0.46。这些参数是通过文献所述的实验方法获得的。
新SPICE模型的杂散电感比制造商的SPICE模型的一半还小，并且是通过实验数据得到的。这些杂散电感的感值在SPICE库文件（.lib）里面也是需要被定义的。
表Ⅰ：两种SPICE模型的详细对比
输出特性是MOSFET内核模型的基本特性。
制造商的模型采用改进的EKV模型，此模型的公式如附录1所示。新模型在线性区采用物理模型，对饱和区采用行为近似。输出特性模型采用了电压控制电流源。
众所周知，寄生电容是决定器件开关特性的最重要元件。
如表Ⅰ所示，制造商的模型中，CDG是非线性的，且仅与VDG电压相关，采用具有双曲转移函数的电压控制电流源（转移电导G）来近似模拟CDG随VDG电压升高而逐渐下降的特性。
CDS与VDS电压相关。采用体二极管子电路模型的结电容来表示CDS。另外，体二极管还有一个与diD/dVDS成比例的扩散电容。对于CGS，设定为恒定值950pF。
然而，新SPICE模型，CDG与VGS、VDS电压相关，CDS也与VGS、VDS电压相关。VGS依赖性表示MOSFET处于通态状态时的电容值。利用电压控制电流源对VDS的指数近似和对VGS的双曲近似来表示CDG。
同样，利用电压控制电流源对VDS和VGS的sigmoid函数近似来表示CDS。对于CGS，新模型采用依赖于VGS的模型。从表Ⅰ可以看出，与制造商模型相比，新模型的寄生电容模型较为复杂。
开关波形对比
通过带电感负载的双脉冲开关试验来验证以上模型。如图2所示的开关测试试验装置，包含下桥臂SiC MOSFET（待测器件），作为续流二极管用的上桥臂SiC MOSFET，与之串联的直流支撑电容，与上桥臂SiC MOSFET并联的空心电感，以及商用化的栅极驱动电路（GDU40-2）。
图2：带电感负载的双脉冲开关试验装置
图3为两种模型在漏极电流为20A时VDS、iD和高频漏电流的瞬态仿真波形与实测结果对比。从图中可以看出，新模型的仿真波形与实测波形吻合较好，而制造商模型的仿真波结果比实测结果具有更快的响应速度。这种改进主要归功于非线性电容模型在新SPICE模型中的成功应用。
表Ⅱ总结了dvDS /dt、diD/dt在开通和关断米勒平台时的两种模型对比。
高频漏电流的对比直接反映了两种模型的dvDS /dt。
图3：漏极电流为20A时的仿真与实测开关波形对比
表Ⅱ：dvDS/dt和diD/dt对比
本文对分立SiCMOSFET器件的两种SPICE模型做了对比研究。结果显示，新模型相对于制造商模型在开关波形、dvDS /dt、diD/dt和对散热器高频漏电流方面的精确度有显著的提高。新模型的优异性能表明最新SPICE建模技术还有很大发展空间。
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